双二阶前馈式主动抗噪系统及处理器的制作方法

本发明涉及一种主动抗噪系统及其处理器，特别是指一种利用双二阶滤波器取代传统最小均方滤波器的主动抗噪系统及其处理器。

背景技术：

主动抗噪技术(activenoicecontrol,anc)是一种能够把指定的噪音隔除，而其他的声音却不受影响的装置。主要的原理为根据声源接收装置接受指定的噪音，并利用声音发送装置送出相位完全相反的声波，让两种声波得以互相抵销，从而把该噪音予以滤除的技术。目前主动抗噪技术已被广泛应用在飞机、战机的隔音喇叭、以及降噪耳机上。

传统前馈式的主动抗噪技术主要是通过有限脉冲响应滤波器(firfilter)将接收到的音源讯号转换为对应的反向讯号，藉以滤除噪声。然而，传统的一个有限脉冲响应滤波器(firfilter)需要64个以上的taps(乘法器)，增加了产品的制作成本以及体积。

技术实现要素：

本发明的主要目的，在于提供一种双二阶前馈式主动抗噪系统，包括一基准收讯装置、一误差收讯装置、一音讯输出装置、以及一处理器。该基准收讯装置接收一基准音源讯号。该误差收讯装置接收一误差音源讯号。该处理器连接至该基准收讯装置、误差收讯装置、以及该音讯输出装置。该处理器包括一自适应运算器、以及一双二阶滤波器，该自适应运算器依据该基准音源讯号及该误差音源讯号更新该双二阶滤波器的滤波器系数，该双二阶滤波器依据更新后的滤波器系数将该基准收讯装置的基准讯号进行滤波后输出一反向讯号至该音讯输出装置。

本发明的另一目的，在于提供一种处理器，包括至少一基准讯号输入端口、至少一误差讯号输入端口、至少一降噪讯号输出端口、一自适应运算器以及一双二阶滤波器。该基准讯号输入端口接收一基准音源讯号。该误差讯号输入端口接收一误差音源讯号。该自适应运算器依据该基准音源讯号及该误差音源讯号更新该双二阶滤波器的滤波器系数，该双二阶滤波器依据更新后的滤波器系数将该基准收讯装置的基准讯号进行滤波后输出一反向讯号至该降噪讯号输出端口。

因此，本发明比起现有技术具有以下优势功效：

本发明利用双二阶滤波器取代传统的最小均方滤波器，所耗乘法器数量明显比一般有限脉冲响应滤波器的数量要少许多。传统前馈式的有限脉冲响应滤波器可能需要64个以上的乘法器，但新设计的双二阶滤波器于包括3个biqs的状况下仅需要15个乘法器便具有跟传统前馈式的有限脉冲响应滤波器相似的效能，相较于传统的主动抗噪系统显然具有进步性。

附图说明

图1为本发明双二阶前馈式主动抗噪系统的方块示意图。

图2为本发明中处理器的方块示意图。

图3为本发明双二阶前馈式主动抗噪系统的控制逻辑示意图。

图4为本发明中双二阶滤波器的方块示意图(一)。

图5为本发明中双二阶滤波器的方块示意图(二)。

符号说明

100双二阶前馈式主动抗噪系统

10基准收讯装置

11基准麦克风

12前置放大器

13抗混迭滤波器

14模拟-数字转换器

20误差收讯装置

21误差麦克风

22前置放大器

23抗混迭滤波器

24模拟-数字转换器

30音讯输出装置

31扬声器

32功率放大器

33重建滤波器

34数字-模拟转换器

40处理器

41自适应运算器

42双二阶滤波器

43次级路径滤波器

50主要路径

ns环境噪声

p1基准讯号输入端口

p2误差讯号输入端口

p3降噪讯号输出端口

具体实施方式

有关本发明的详细说明及技术内容，现就配合附图说明如下。再者，本发明中的附图，为说明方便，其比例未必照实际比例绘制，这些附图及其比例并非用以限制本发明的范围，在此先行叙明。

本发明的实施例可实施于包括有线头戴式耳机、智能电话手机、无线耳机或其他头部佩戴式音讯装置的个人收听系统中的降噪装置或降噪控制器，于本发明中不予以限制。于本发明中所述的处理器或其他控制器可以由单一芯片或多个芯片所构成，于另一实施例中，该处理器或其他控制器可以为音讯装置提供的芯片(例如行动装置)，或是为整合或分离于无线耳机、头戴式装置的音讯芯片所构成，该等变化非属本发明所欲限制的范围。

本发明中所述的处理器例如可以是微处理器(microprocessor)、数字信号处理器(digitalsignalprocessor,dsp)等或其他类似装置或这些装置的组合，于本发明中不予以限制。

以下是举一具体实施例就本发明的技术内容提出详细的说明，请一并参阅图1，为本发明双二阶前馈式主动抗噪系统的方块示意图，如图所示：

本实施态样揭示一种双二阶前馈式主动抗噪系统100，该主动抗噪系统100主要包括基准收讯装置10、误差收讯装置20、音讯输出装置30、以及处理器40。

所述的基准收讯装置10主要用于接收基准音源讯号，该基准音源讯号主要为环境噪声ns。该基准收讯装置10于一实施例中可以为麦克风、拾音器、或是其他可以用以接收环境音波并进一步转换为模拟、数字音频的装置。于一实施例中，该基准收讯装置10依序包括基准麦克风11、前置放大器12、抗混迭滤波器13、以及模拟-数字转换器14。其中，该前置放大器12连接于该基准麦克风11的后端，该抗混迭滤波器13连接于该前置放大器12的后端，该模拟-数字转换器14连接于该抗混迭滤波器13的后端，最终连接至该处理器40的基准讯号输入端口p1。

所述的误差收讯装置20主要用于接收误差音源讯号，该误差收讯装置20一般设置于抗噪区域范围内的基准位置，误差收讯装置20所接收到的音讯相当于基准音讯与扬声器输出的反向讯号之间的差值，在此定义为误差音源讯号。该误差收讯装置20于一实施例中例如可以为麦克风、拾音器、或是其他可以用以接收环境音波并进一步转换为模拟、数字音频的装置。于一实施例中，该误差收讯装置20包括误差麦克风21、前置放大器22、抗混迭滤波器23、以及模拟-数字转换器24。其中，该前置放大器22连接于该误差麦克风21的后端，该抗混迭滤波器23连接于该前置放大器22的后端，该模拟-数字转换器24连接于该抗混迭滤波器23的后端，最终连接至该处理器40的误差讯号输入端口p2。

所述的音讯输出装置30主要用于输出反向讯号，用以抵消环境中的噪声。该音讯输出装置30于一实施例中例如可以为扬声器、喇叭或其他类此的装置用以输出反向讯号抵消音波。于一实施例中，该音讯输出装置30包括扬声器31、功率放大器32、重建滤波器33、以及数字-模拟转换器34。其中该功率放大器32连接于该扬声器的前端，重建滤波器33连接于该功率放大器32的前端，该数字-模拟转换器34连接于该重建滤波器33的前端，最终连接至该处理器40的降噪讯号输出端口p3。

所述的处理器40主要用以处理接收到的音源讯号进行，藉以输出对应的反向讯号达成降噪效果。请一并参阅图2，是本发明中处理器的方块示意图，如图所示：

该处理器40包括至少一基准讯号输入端口p1、至少一误差讯号输入端口p2、至少一降噪讯号输出端口p3、一自适应运算器41、一双二阶滤波器42、以及一次级路径滤波器43。该处理器40经由该基准讯号输入端口p1连接至该基准收讯装置10、经由该误差讯号输入端口p2连接至该误差收讯装置20、并经由该降噪讯号输出端口p3连接至该音讯输出装置30。

以下是针对处理器40所执行的算法进行详细的说明，请一并参阅图3及图4，为本发明双二阶前馈式主动抗噪系统的控制逻辑示意图以及双二阶滤波器的方块示意图(一)，如图所示：

该次级路径滤波器43用以预先对基准讯号进行滤波，藉此得到可参考的讯号波型。自适应运算器41依据该基准音源讯号(于本实施例中是先经由次级路径滤波器43预先处理)及该误差音源讯号更新该双二阶滤波器42的滤波器系数，在实施有源噪声控制系统之前，必须估计次级路径的脉冲响应。双二阶滤波器42依据更新后的滤波器系数将该基准收讯装置10的基准讯号进行滤波后输出反向讯号至该音讯输出装置30。主要路径50为基准收讯装置10至误差收讯装置20之间的传输路径。

其中，该双二阶滤波器42是依据下列的式子对该基准讯号进行滤波：

于上面的计算式中，x[n]、x[n-1]、x[n-2]为于不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)所接收到的基准音源讯号，y[n]、y[n-1]、y[n-2]为不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)输出至扬声器的反向讯号，b0、b1、b2、a0、a1、a2为时点(n)的滤波器系数。

在此必须先行叙明的是，于本实施例中虽揭示biqs＝3的实施态样，然而该等模块亦可以视需求调整biqs的数量，此部分非属本发明所欲限制的范围。此外，为了避免用biqs所产生的不稳定性，本实施例在适应性算法中仅更新biqs的分子(b0,b1,b2)，分母(a0,a1,a2)的部分则不予以更新，藉此避免无限脉冲响应滤波器(iir)产生的不稳定问题。

在每次进行滤波前，自适应运算器41依据前面时点所接收到的基准音源讯号及误差音源讯号更新双二阶滤波器42的滤波器系数，其中，该滤波器系数是依据下列式子进行修正：

b[n]＝[b0[n]，b1[n]，b2[n]]^t；

x[n]＝[x’[n]，x’[n-1]，x’[n-2]]^t；

b[n]＝b[n-1]+μe[n]x[n]；

于上面的计算式中，x’[n]、x’[n-1]、x’[n-2]为于不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)经次级路径滤波器滤波过后的基准音源讯号，b0[n]、b1[n]、b2[n]为时点(n)的滤波器系数，e[n]为时点(n)的误差音源讯号，μ为最小均方滤波器的收敛步长(stepsize)。

于另一实施例中，该双二阶滤波器亦可以通过以下的计算式对基准讯号进行滤波。请一并参阅图5，是本发明双二阶滤波器的方块示意图(二)，如图所示：

于本实施例中，系数a0可以正规化为数值1降低运算的难度，修正后的计算式如下：

y[n]＝b0x[n]+b1x[n-1]+b2x[n-2]-a1y[n-1]-a2y[n-2]；

其中，x[n]、x[n-1]、x[n-2]为于不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)所接收到的基准音源讯号，y[n]、y[n-1]、y[n-2]为不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)输出至扬声器的反向讯号，b0、b1、b2、a1、a2为时点(n)的滤波器系数。

同第一实施例，该滤波器系数可以通过相同的计算式更新滤波器系数，计算式如下：

b[n]＝[b0[n]，b1[n]，b2[n]]^t；

x[n]＝[x’[n]，x’[n-1]，x’[n-2]]^t；

b[n]＝b[n-1]+μe[n]x[n]；

其中，x’[n]、x’[n-1]、x’[n-2]为于不同时点(时点n、时点n-1、及时点n-2)经次级路径滤波器滤波过后的基准音源讯号，b0[n]、b1[n]、b2[n]为时点(n)的滤波器系数，e[n]为时点(n)的误差音源讯号，μ为最小均方滤波器的收敛步长(stepsize)。

综上所述，本发明利用双二阶滤波器取代传统的最小均方滤波器，所耗乘法器数量明显比一般有限脉冲响应滤波器的数量要少许多。传统前馈式的有限脉冲响应滤波器可能需要64个以上的乘法器，但新设计的双二阶滤波器于包括3个biqs(b0、b1、b2)的状况下仅需要15个乘法器便具有跟传统前馈式的有限脉冲响应滤波器相似的效能，相较于传统的主动抗噪系统显然具有进步性。

以上已将本发明做一详细说明，但以上所述，仅为本发明之一较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，即凡依本发明申请专利范围所作的均等变化与修饰，皆应仍属本发明的专利涵盖范围内。

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